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Neuigkeiten Das Projekt Technik RoboSpatium Unterstützung Stichwortverzeichnis Download Reaktionen Spiele Gadgets Kontakt <<< Einfache Kommunikation P-Kanal MOSFETs schalten >>> N-Kanal MOSFETsEin Video zum Schalten von MOSFETs gibt's noch nichtHinterlasst einen Kommentar, wenn ihr Ideen habt, was in diesem Video gezeigt werden sollte (außer den schon in diesem Kapitel erwähnten Themen).ÜbersichtIn diesem Kapitel ist nachzulesen:
GPIO schaltbare Leistung
Im vorangegangenen Kapitel haben wir gelernt, wie man mit Hilfe von GPIOs LEDs direkt schalten kann. Dabei wird die maximal schaltbare elektrische Leistung der Verbraucher von den Spezifikationen der General Purpose Input Output Pins des jeweiligen Rechners bestimmt. In dem Foto sind ein Arduino Uno und ein Raspberry Pi zu sehen. Erstgenannter arbeitet mit einer Logikspannung von 5V und kann Ströme von bis zu 50mA an einem GPIO direkt schalten. Die maximale Leistung ergibt sich somit zu 0.25W. Für den Raspberry Pi sind 16mA bei 3.3V Logikspannung, also nur 0.053W das Limit. Wie zu sehen, fällt die schaltbare Leistung eher klein aus. In diesem Kapitel werde ich daher zeigen, wie die zu schaltende Leistung mit Hilfe von MOSFETs verstärkt werden kann. MOSFET
MOSFET steht für Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, also Metalloxid Halbleiter Feldeffekt Transistor. Mit diesem Halbleiterbauteil können elektrische Signale verstärkt werden. MOSFETs sind aktive Halbleiterbauteile mit üblicherweise 3 Anschlüssen, die mit Source (=Quelle), Gate (=Steuerelektrode) und Drain (=Abfluss) bezeichnet werden. Welcher Pin zu welchem Anschluss führt, ist dabei dem Datenblatt des Transistors zu entnehmen. Die Anschlüsse sind nicht standardisiert und ein Vertauschen führt sehr wahrscheinlich zur Zerstörung des Bauteils! Der Widerstand zwischen Source und Drain kann abhängig von der Gatespannung variiert werden und mit dieser Eigenschaft können elektrische Signale verstärkt werden. N-Kanal MOSFET
Betrachten wir zunächst einen N-Kanal MOSFET an einer einfachen Gleichspannungsquelle genauer. Die damit aufgebaute Verstärkerschaltung besteht aus zwei Schaltkreisen, die beide über Masse (den Minuspol) verbunden sind. Der Source Pin des MOSFET ist ebenfalls direkt mit Masse verbunden. Der Eingangskreis besteht lediglich aus einer variablen Spannungsquelle, die mit dem Gate Pin verbunden ist. Der Ausgangskreis besteht aus einer konstanten Spannungsquelle, deren Pluspol über eine Last (hier ein ohmscher Widerstand) hin zum Drain Pin des Transistors führt. 
Ein Versuchsaufbau zur Untersuchung der Eigenschaften eines MOSFET ist hier zu sehen. Wie zuvor ist hier im Ausgangskreis der Drain Pin über einen Lastwiderstand mit dem Pluspol verbunden, der eine Spannung von 12V liefert. Der Eingangskreis besteht aus einem Potentiometer, das ebenfalls mit dem +12V Anschluss der Spannungsquelle und mit Masse verbunden ist. Der Schleifkontakt führt zum Gate Pin des MOSFET. Ist dieser Schleifkontakt am unteren Anschlag, so ist der Gate Pin direkt mit der Masse verbunden, es liegen somit 0V zwischen Source und Gate des Transistors an. Wie gesagt, ist der Widerstand zwischen Source und Drain abhängig von dieser Spannung. Bei dem hier gezeichneten selbstsperrenden MOSFET ist in diesem Zustand der Widerstand maximal, üblicherweise im Bereich von einem Megaohm. R1 (=100Ω) und die Source-Drain-Strecke des MOSFET bilden einen Spannungsteiler. Nach dem Ohmschen Gesetz gilt für einen Spannungsteiler: UDS / USupply = RDS / (RDS + 100Ω) und somit für die Spannung zwischen Source und Drain: UDS = USupply * RDS / (RDS + 100Ω) UDS = 12V * 1 MΩ / (1MΩ + 100Ω) = 11.99880012V Für die Spannung am Lastwiderstand gilt: ULoad = USupply - UDS = 12V - 11.99880012V = 0.00119988V Mehr oder weniger die gesamte Eingangsspannung fällt an dem MOSFET ab, die Spannung an der Last beträgt so gut wie 0V. Für den Strom durch den Lastwiderstand und somit auch durch in den Drain Pin gilt: ID = USupply / (RDS + 100Ω) ID = 12V / (1MΩ + 100Ω) = 11.999μA 
Hier ist der Schleifkontakt des Potentiometers am oberen Ende, womit der Gate Pin direkt mit der Eingangsspannung von +12V verbunden ist. Der Widerstand des Transistors wird somit minimal, typischerweise fällt dieser auf unter 1Ω. Somit erhalten wir für den Spannungsabfall an der Drain-Source-Strecke des MOSFET: UDS = 12V * 1Ω / (1Ω + 100Ω) = 0.1188V Für die Spannung am Lastwiderstand gilt: ULoad = 12V - 0.1188V = 11.8812V Mehr oder weniger die gesamte Eingangsspannung fällt nun an dem Lastwiderstand ab, während die Spannung am MOSFET nahezu 0V beträgt. Für den Strom durch den Lastwiderstand und somit auch durch in den Drain Pin gilt nun: ID = 12V / (1Ω + 100Ω) = 0.1188A Das Verhalten eines selbstleitenden MOSFET unterscheidet sich darin, dass der Widerstand bei Anliegen von 0V zwischen Gate und Source minimal (üblicherweise kleiner 1Ω) ist und hin zu seinem Maximalwert (etwa 1MΩ ) steigt, wenn die Spannung am Gate seinen Maximalwert erreicht. Die Funktionsweise derartiger Feldeffekttransistoren erkläre ich im Kapitel zu JFETs. Der verbreitetere Typ ist der selbstsperrende MOSFET, auf den ich mich in diesem Kapitel beschränke. Schwellspannung
Der Zusammenhang zwischen dem Widerstand der Drain-Source-Strecke und der Gatespannung ist nicht über den ganzen Bereich linear! Es ist also nicht davon auszugehen, dass dieser Widerstand bei halber Eingangsspannung am Gateanschluss der Hälfte des maximalen Widerstandes beträgt. Der Zusammenhang ist deutlich komplexer und ein zu beachtender Kennwert ist die sogenannte Schwellspannung (engl.: threshold voltage). Vereinfacht gesagt ist der Drain-Source-Widerstand unterhalb dieser Schwellspannung mehr oder weniger maximal; auch große Änderungen der Gatespannung (so lange diese unterhalb von Uth bleibt) bewirken nur eine sehr geringe Änderung des Transistorwiderstandes. Der Bereich der Gatespannung von 0V bis zur Schwellspannung (Uth) wird daher Sperrbereich (eng.: cutoff region) genannt. Im Bereich bis etwas oberhalb von Uth am Gate Pin ändert sich der Drain-Source-Widerstand schon bei kleinen Änderung der Gatespannung sehr stark und es besteht dann doch ein (nahezu) linearer Zusammenhang zwischen der Gatespannung und dem Widerstand der Drain-Source-Strecke. Dieser allerdings sehr kleine Bereich (üblicherweise weniger als 1V) wird daher als linearer oder ohmscher Bereich (engl.: ohmic region) bezeichnet. Fällt der Transistorwiderstand bei weiter steigender Gatespannung bis nahe an seinen Minimalwert, so geht der MOSFET in den sogenannten Sättigungsbereich (engl.: saturation region). In diesem Bereich bewirkt eine weitere Steigerung der Gatespannung eine nur noch sehr geringe Änderung des nun eh schon sehr geringen Drain-Source Widerstandes. Verstärkung digitaler Signale
In diesem Kapitel möchte ich auf die Verstärkung digitaler Signale eingehen. Dabei geht es vereinfacht gesagt darum, einen MOSFET EIN oder AUS zu schalten, also diesen so zu betreiben, dass der Drain-Source Widerstand entweder minimal (der Transistor ist eingeschaltet) oder maximal (der Transistor ist ausgeschaltet) ausfällt. Beginnen wir mit dem Fall "Ausgeschaltet". Wie weiter oben bereits beschrieben, ist das der Fall, wenn die Spannung zwischen Gate und Source 0V beträgt. So lange die Gatespannung deutlich unterhalb der Schwellspannung bleibt, ist dieser Zustand ebenfalls hinreichend gut erfüllt. Deutlich unterhalb von Uth bedeutet in der Praxis mehr als 1V davon entfernt. Zu beachten ist, dass es in realen Schaltkreisen immer zu einem sogenannten Signalrauschen kommt, die Spannung also um den vorgegebenen Wert schwankt. Es muss vermieden werden, dass die Gatespannung im ausgeschalteten Zustand plus der maximal durch das Rauschen verursachten Spannung im Bereich der Schwellspannung liegt! Somit sollte die Gatespannung im ausgeschalteten Zustand so nahe wie möglich an 0V liegen. 
Im Zustand "Eingeschaltet" sollte die Gatespannung deutlich über der Schwellspannung (Uth plus mindestens 1V)liegen. Diese Bedingung muss auch unter Berücksichtigung des Signalrauschens gelten. Je höher die Gatespannung, um so besser, jedoch darf die maximale Gatespannung, die im Datenblatt steht, nie überschritten werden! Dabei ist ebenfalls das Signalrauschen einzurechnen, man sollte also beim Design einer Schaltung einen "Sicherheitsabstand" einhalten. In Datenblättern ist meist vermerkt, bei welcher Gatespannung der maximale Drainstrom gemessen wurde (z.B. ID = 13A @VGS 10V) oder es ist der minimale Widerstand im Zustand "EIN" vermerkt (z.B. RDS(on) 50mΩ @VGS10V). Diese Gatespannung ist beim Design einer Schaltung für den Zustand "EIN" anzupeilen, wenn man bezüglich der Leistungsverstärkung ans Limit gehen möchte. Hohe Ausgangsleistung
Sollen die Signale der GPIOs eines Arduino Uno oder eines Raspberry Pi verstärkt werden, so muss der verwendete MOSFET bei 5V beziehungsweise 3.3V sauber einzuschalten sein. Die Schwellspannung Uth muss also deutlich unter dem jeweiligen Wert liegen. Im Datenblatt des hier zu sehenden N-Kanal MOSFET Typ IRLZ34N ist die Schwellspannung zwischen 1.0 (Minimum) und 2.0V (Maximum) mit 1.5V als typischem Wert gelistet. Mit einer Gatespannung von 3.3V kann der MOSFET also durchaus als eingeschaltet angesehen werden, spezifiziert für den maximalen Strom ist der Transistor allerdings nur bei einer Gatespannung von mindestens 5V. Der maximale Drain Strom ist mit 30A angegeben, die maximale Drain-Source Spannung mit 55V. 
Ein weiterer bedeutender Faktor ist die maximale Verlustleistung. Beim IRLZ34N ist diese mit 68W gelistet. Der Widerstand der Drain-Source Strecke ist bei einer Gatespannung von 5V zwischen 28mΩ und 46mΩ gelistet. Gehen wir vom ungünstigsten Wert von 48mΩ aus. Fließt nun der maximale Strom von 30A durch den Transistor, so fällt an diesem eine Leistung von: (1) R = U / I -> U = R * I und (2) P = U * I mit (1) erhält man P = R * I2 = 0.046Ω * 30A * 30A = 41.4W Wir sind also im "grünen Bereich". Zu bedenken ist allerdings, dass diese 41W in Form von Wärme entstehen und schnellstens vom Transistor weggeleitet werden müssen. Ein großer Kühlkörper ist also Pflicht! Der Widerstand von 48mΩ gilt nämlich nur für eine Transistortemperatur von 25°C. 
Wie sieht es nun bei einer Gatespannung von nur 3.3V aus? Der IRLZ34N ist für diesen Logikpegel nicht spezifiziert, daher sind dazu keine Daten direkt gelistet. Aus den Diagrammen kann abgeschätzt werden, dass Ströme bis zu 10A mit dieser Gatespannung bei guter Kühlung geschaltet werden können, wer jedoch darüber hinaus gehen möchte, kann die Gatespannung mit einem weiteren Transistor vorverstärken: Dazu wird der Drain Pin des ersten Transistors mit dem Gate Pin des zweiten Transistors und über einen Widerstand mit der positiven Eingangsspannung verbunden. Liegen nun 3.3V an dem Gate des ersten Transistors an, so fällt der Widerstand der Drain-Source-Strecke dieses Bauteils auf weniger als 1Ω (für das Rechenbeispiel gehen wir von exakt 1Ω aus). Transistor 1 bildet mit dem 1kΩ Widerstand einen Spannungsteiler und somit gilt für den Spannungsabfall zwischen Drain und Source: UDS1 = USupply * RDS1 / (1kΩ + RDS1) = 12V / 1001Ω = 0.012V Somit liegen zwischen Source und Gate des zweiten Transistors eben diese 0.012V an, was weit unterhalb der Schwellspannung liegt, womit Transistor Nummer 2 ausgeschaltet ist; dessen Widerstand ist im Bereich von einem Megaohm. 
Werden 0V an den Eingang des Schaltkreises, also zwischen Source und Gate des ersten Transistors gelegt, so sperrt dieser und der Drain-Source-Widerstand des Bauteils steigt auf etwa 1MΩ. Durch den Spannungsteiler erhalten wir nun für die Spannung zwischen Drain und Source: UDS1 = 12V * 1000000Ω / 1001000Ω = 11.988V Nun liegen zwischen Source und Gate des zweiten Transistors fast 12V an, was weit oberhalb der Schwellspannung liegt, womit Transistor Nummer 2 eingeschaltet ist; dessen Widerstand ist nun im Bereich von unter einem Ohm. Der Strom der zu schaltenden Last fließt ausschließlich über Transistor Nummer 2 und mit der nun deutlich erhöhten Gatespannung können Ströme bis zum erlaubten Maximum von 30A geschaltet werden. Zu beachten ist, dass das Signal am GPIO invertiert wird! Ist der GPIO wie hier gezeigt ausgeschaltet, so liegen 0V am Gate des ersten Transistors und somit 12V am Gate des zweiten Transistors. Dieser ist somit eingeschaltet, es fließt ein Strom durch die Last. In der vorherigen Abbildung war der GPIO eingeschaltet, womit 3.3V am Gate des ersten, aber 0V am Gate des zweiten Transistors anliegen. Bei eingeschaltetem GPIO ist Transistor 2 ausgeschaltet und es fließt kein Strom durch die Last. 
Dieses invertierende Schaltverhalten kann durch einen dritten Transistor korrigiert werden: Liegen nun 3.3V am Eingang der Schaltung an, so ist Transistor 1 eingeschaltet, womit am Gate von Transistor 2 Null Volt anliegen und dieser ausgeschaltet ist. Das wiederum bewirkt, dass am Gate von Transistor 3 circa 12V anliegen und dieser eingeschaltet ist; durch die Last fließt bei eingeschaltetem GPIO ein Strom. Für die Vorverstärkerstufen werden üblicherweise keine Leistungs-MOSFETS wie der hier besprochene IRLZ34N verwendet. Hier fließen gerade einmal 12mA durch die beiden Transistoren 1 und 2, womit deutlich kostengünstigere Alternativen gewählt werden können. Auch 5V sind für viele MOSFETs keine ausreichend hohe Gatespannung, um zuverlässig einzuschalten! Die Schwellspannung des BUZ11 liegt z.B. zwischen 2.1V (günstigster Fall) und 4V (ungünstigster Fall) womit der maximale Darainstrom ID von 30A erst bei 10V UGS spezifiziert ist. Somit ist bei der Verwendung dieses MOSFET an 5V Logikspannung ebenfalls eine Vorverstärkung nötig! Behaltet die Schwellspannung beim Kauf eines MOSFET auf jeden Fall im Auge! Maximale Gatespannung
Nächster zu beachtende Punkt bei der Verwendung von Vorverstärkern ist die maximale Gate-Source-Spannung, die üblicherweise niedriger als die maximale Drain-Source-Spannung ist. Beim IRLN34N beträgt UGS(maxx) 13V, UDS(max) hingegen 55V. Wird die Eingangsspannung der Schaltung mit einem Vorverstärker auf 24V erhöht, so liegt diese Versorgungsspannung an dem Gateanschluss des zweiten Transistors an, sobald Transistor 1 gesperrt ist, also 0V vom GPIO ausgegeben werden. Der MOSFET wird augenblicklich zerstört! 
Abhilfe schafft hier ein weiterer Widerstand, der parallel zu Drain und Source des ersten Transistors geschaltet wird. Durch die Parallelschaltung wird der maximale Gesamtwiderstand dieser Kombination verringert. Wird z.B. ein 820Ω Widerstand verwendet, so ergibt sich bei ausgeschaltetem Transistor ein Gesamtwiderstand von: RTotal = 1MΩ * 820Ω / ( 1MΩ + 820Ω) = 819Ω Als resultierende Spannung am Gate des zweiten Transistors ergibt sich somit: UGS2 = 24V * 819Ω / (819Ω + 1000Ω) = 10.8V Dieser Wert ist weit oberhalb von Uth und deutlich unterhalb der maximalen Gatespannung. Variable Versorgungsspannung
Wird mit variablen Versorgungsspannungen gearbeitet, so kann eine Zenerdiode verwendet werden, um die Gatepannung am zweiten Transistor zu begrenzen. Die Zenerspannung sollte dabei deutlich über Uth und ebenso deutlich unterhalb von UGS(max) liegen. Für den IRLZ34N sind 10V ein guter Wert. Liegt die Versorgungsspannung oberhalb der Zenerspannung, so wird die Gatespannung am zweiten Transistor auf den Wert dieser Diode begrenzt. Ist die Versorgungsspannung kleiner, so entspricht UGS2 (weitgehend) dieser Eingangsspannung. Die Minimalspannung mit welcher diese Schaltung betrieben werden kann, liegt somit bei 5V, da bei kleineren Spannungen der zweite Transistor wie bereits besprochen nicht mehr sauber einschaltet. Die maximale Versorgungsspannung wird nun von der maximalen Spannung zwischen Drain und Source des zweiten Transistors begrenzt. Für den IRLZ34N sind das 55V. Auch hier gilt es einen "Sicherheitsabstand" einzuhalten, da Störspannungen immer zu berücksichtigen sind! Freilaufdiode
Bislang habe ich die zu schaltenden Verbraucher als Ohmsche Lasten betrachtet. Häufig werden jedoch Relais oder Motoren über GPIOs geschaltet. Derartige induktiven Verbraucher besitzen eine besondere Eigenschaft: Werden diese schnell ein- oder ausgeschaltet, so wird in diesen eine mit unter sehr hohe Spannung induziert, wobei diese Induktionsspannung der äußeren Spannungsänderung entgegenwirkt. Beim Einschalten eines derartigen Verbrauchers bewirkt das, dass eine Gegenspannung induziert wird, welche den Strom durch die Last nur langsam ansteigen lässt. Dieses Verhalten ist für die Transistoren in unseren Beispielen nicht weiter schädlich, gefährlich wird es erst beim Ausschalten: Nun wird eine Spannung induziert, die versucht den Stromfluss durch den Verbraucher aufrecht zu erhalten. Diese Selbstinduktionsspannung wird zur Versorgungsspannung addiert und ist um so größer, je schneller der Stromfluss unterbrochen wird. Da beim Ausschalten der Widerstand des MOSFET steigt, fällt somit die Versorgungsspannung plus der induzierten Spannung an der Drain-Source-Strecke ab. Wird der MOSFET mit einer Versorgungsspannung betrieben, die nahe am Maximum liegt, genügt schon eine kleine Induktionsspannung, um das Bauteil zu zerstören! 
Abhilfe schafft eine Diode, die parallel zur Last und in Sperrichtung bezüglich der Versorgungsspannung geschaltet wird. Baut sich nun beim Ausschalten des MOSFET eine Induktionsspannung in der Last auf, so ist deren Polung in Vorwärtsrichtung bezüglich der Diode. Durch die Diode kann der Strom durch den Verbraucher weiterfließen, bis die Induktionsspannung abgebaut ist. An dem MOSFET fällt nun zusätzlich zur Versorgungsspannung nur die Spannung der in Vorwärtsrichtung gepolten Diode ab. Diese zum Schutz vor Überspannungen eingesetzte Diode bezeichnet man als Freilaufdiode (engl.: flyback diode). Vorteilhaft ist die Verwendung einer schnell schaltenden Diode mit geringem Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung. Die Sperrspannung sollte etwas höher als die Versorgungsspannung sein und der maximale Vorwärtsstrom (maximaler Pulsstrom) muss den durch die Induktionsspannung verursachten Strom verkraften können. Dieser ist mit meist etwas höher als der Strom durch die induktive Last bei Anliegen der vollen Versorgungsspannung. SchaltgeschwindigkeitBislang haben wir nur die beiden Extremzustände EIN und AUS des MOSFET betrachtet. Der Übergang zwischen diesen beiden Zuständen verläuft jedoch nicht augenblicklich, sondern benötigt eine gewisse Zeitspanne. Im Datenblatt sind dazu meist mehrere Parameter gelistet:
Soll ein Verbraucher sehr schnell geschaltet werden, wie es z.B. bei der Verwendung von Pulsweitenmodulation zur Ansteuerung mit variabler Leistung der Fall ist, so sollte ein Blick auf die Schaltzeiten des verwendeten Transistors geworfen werden. Im Datenblatt vermerkt sind die Zeiten für turn-on delay (tdon), turn-on rise time (tr), turn-off delay (tdoff) und turn-off fall time (tf). Werden alle vier Zeiten addiert, so erhält man für den IRLZ34N im ungünstigsten Fall: tdon + tr + tdoff + tf = 21ns + 110ns + 80ns + 65ns = 276ns Geht man davon aus, dass der Transistor dann auch tatsächlich für mindestens 90% der Zeit einer Periode eingeschaltet sein soll, so ergibt sich eine minimale Periodendauer von Schaltverluste
Während der Einschaltzeit ändert sich der Widerstand der Drain-Source-Strecke eines MOSFET von etwa einem Megaohm hin zu weniger als einem Ohm. In dieser Zeitspanne variiert somit auch die an diesem Bauteil abfallende elektrische Leistung. Dabei gilt: PDS = VDS * ID = VDS2 / RDS In guter Näherung kann diese Verlustleistung im ausgeschalteten Zustand als Null und nichtig betrachtet werden. Für eine Versorgungsspannung von 12V ergibt sich: PDS = 12V * 12V / 1MΩ = 0.144mW Dass die Verlustleistung im eingeschalteten Zustand durchaus in gefährliche Regionen wächst, haben wir bereits gesehen. Gehen wir von einer hohen Last mit einem Widerstand von nur 2Ω an einer Versorgungsspannung von 48V aus, so erhalten wir bei einem Transistorwiderstand von 46mΩ (Werte für den schon oben verwendeten IRLZ34N) im eingeschalteten Zustand: UDS=USupply * RDS / (RLoad + RDS) = 48V * 46mΩ / 2.046Ω = 1.02V also rund 1V Der Strom durch die Drain-Source-Strecke ergibt sich zu: ID = USupply / (RLoad + RDS) = 48V / 2.046Ω = 23A und die Verlustleistung ist: PLoss = UDS * ID = 1V * 23A = 23W Die maximale Verlustleistung von 68W ist lange nicht erreicht. Steigt der Widerstand des Transistors beim Ausschalten, so wird irgendwann der Wert von 1Ω erreicht, womit sich ein Stom von: ID=48V / 3Ω = 16A eine Drain-Source Spannung von: UDS = 48V * 1Ω / 3Ω = 16V und somit eine Verlustleistung von: PLoss = 16V * 16A = 256W ergibt! Da diese zu hohe Verlustleistung nur extrem kurzzeitig erreicht wird, brennt der Transistor nicht augenblicklich durch. Der Ausschaltvorgang wird beendet, die Verlustleistung ist bei nahezu 0W und der Transistor kann wieder abkühlen. Wird der Transistor allerdings mit einer hohen Schaltfrequenz betrieben, so macht sich die erhöhte Verlustleistung während des Schaltvorgangs durchaus bemerkbar und kann zur Zerstörung des Bauteils führen! Pull-Down Widerstand
Der Gateanschluss eines MOSFET ähnelt von den elektrischen Eigenschaften einem sehr kleinen Kondensator. Beim Einschalten fließt kurzzeitig ein Strom, bis die vorgegebene Gatespannung erreicht ist. Zur Aufrechterhaltung dieser Spannung und um somit den Transistor im eingeschalteten Zustand zu halten, ist (nahezu) keine weitere elektrische Leistung nötig. Es fließt in diesem Zustand kein (merklicher) Strom durch den Gateanschluss. Für den IRLZ34N ist der Strom mit 1μA angegeben. Trennt man den Gateanschluss nun von der Spannungsquelle (also dem GPIO der zur Ansteuerung verwendet wird), so bleibt der MOSFET im eingeschalteten Zustand. Trennt man den Gateanschluss im ausgeschalteten Zustand, so bleibt der MOSFET ausgeschaltet. Ist der Verstärkerschaltkreis von der Steuerspannung getrennt, so genügt eine kleine Ladung, um diesen einzuschalten. Das kann durch Berühren mit dem Finger passieren, da der menschliche Körper durch Reibungselektrizität meist ein wenig geladen ist. Um somit ein unbeabsichtigtes Einschalten eines leistungsstarken Verbrauchers zu verhindern, wird ein Pull-Down-Widerstand zwischen Gate und Source des MOSFET geschaltet. Dieser sorgt dafür, dass unerwünschte Ladung am Gate abfließt und der Transistor somit ausgeschaltet ist, wann immer dieser von der Steuerspannung getrennt wird. Je kleiner der Widerstandswert des pull-down Widerstandes, um so schneller kann die Ladung abfließen, aber um so höher der Strom bei Anliegen einer Steuerspannung. In der Praxis werden Widerstände im Bereich zwischen 1kΩ und 10kΩ verwendet. MOSFETs parallel schalten
Bisweilen werden MOSFETs parallel geschaltet, um den maximal möglichen Strom einer Verstärkerschaltung zu erhöhen, davon ist aber eher abzuraten! Wie bereits erwähnt, schwanken die elektrischen Eigenschaften ein und des selben Transistortyps auf grund von Fertigungstoleranzen. Nehmen wir erneut den IRLZ34N als Beispiel. Der Widerstand im eingeschalteten Zustand schwankt zwischen 28mΩ und 46mΩ. Gehen wir nun vom ungünstigsten Fall aus, dass Transistor 1 den niedrigsten und Transistor 2 den höchsten Widerstand besitzt. Für den Strom durch die beiden Zweige einer Parallelschaltung gilt: I1 = Itotal * Rtotal / R1 oder I2 = Itotal * Rtotal / R2 mit dem Gesamtwiderstand zu: Rtotal=RDS1 * RDS2 / (RDS1 + RDS2) = 28mΩ * 46mΩ / (28mΩ + 46mΩ) = 17mΩ Soll der Maximalstrom von 30A auf 60A durch Parallelschaltung erhöht werden, so ergibt sich in unserem Beispiel für die Verteilung der Stromstärken auf die beiden Zweige: I1 = 60A * 17mΩ / 28mΩ = 36A und I2 = 60A * 17mΩ / 46mΩ = 22A Wer das aufaddiert, erkennt dass der Gesamtstrom bei nur 58A ergibt, was aber an Rundungsfehlern bei meiner Berechnung des Gesamtwiderstandes liegt. Entscheidend aber ist, dass der Strom durch Transistor Nummer 1 deutlich über dem erlaubten Maximum liegt!. Durch Parallelschaltung zweier MOSFETs kann man den Maximalstrom also keinesfalls verdoppeln. Soll gelten, dass durch den Transistor mit dem niedrigeren Widerstand ein Strom von 30A fließt, so ergibt sich für den Strom durch den zweiten Transistor: I2 = I2 * R1 / R2 = 30A * 28mΩ / 46mΩ = 18A Der maximale Gesamtstrom wäre somit 48A. Noch ungünstiger ist die Stromverteilung während des Ein- und Ausschaltvorganges, da die Zeitkonstanten ebenfalls unterschiedlich ausfallen dürften. Werden MOSFETs parallel geschaltet, so handelt es sich dabei um Transistoren mit sehr engen Fertigungstoleranzen, üblicherweise Teile der selben Charge, eventuell noch nach den elektrischen Eigenschaften selektiert. Als Hobbybastler sollte man doch besser zu einem MOSFET mit höherem maximalem Drainstrom zurückgreifen. Beispielschaltungen
Ein-Stufen-Verstärker: Transistor IRLZ34N: 5V Logikpegel am GPIO, bis 30A, Versorgungsspannung 5V bis etwa 36V. Transistor IRF3708: Versorgungsspannung 5V bis 20V, an 3.3V Logikpegel am GPIO bis 7.5A, bei 5V Logikpegel bis 12A. Freilaufdiode z.B. SR5100, 5A Dauerstrom, 150A Spitzenstrom, Sperrspannung 100V 
Zwei-Stufen-Verstärker (invertiertes Schaltverhalten): Transistor 1 = BS170 oder 2N7000 Transistor 2 = IRLZ34N: Bis 30A, Versorgungsspannung 5V bis etwa 36V. Freilaufdiode z.B. SR5100, 5A Dauerstrom, 150A Spitzenstrom, Sperrspannung 100V Zenerdiode 10V, 500mW 
Drei-Stufen-Verstärker: Transistoren 1 und 2 = BS170 oder 2N7000 Transistor 3 = IRLZ34N: Bis 30A, Versorgungsspannung 5V bis etwa 36V. Freilaufdiode z.B. SR5100, 5A Dauerstrom, 150A Spitzenstrom, Sperrspannung 100V Zenerdioden 10V, 500mW Bezugsquellen für BauteileDurch den Kauf von Bauteilen über die von mir angegebenen Affiliate-Partnerlinks in der Tabelle (oder in den Bannern auf meinen Seiten) unterstützt ihr meine Projekte - vielen Dank!Die Links anzuklicken bedeutet allerdings keinen Kaufzwang - völlig ungezwungenes Stöbern ist möglich ;-) Meine frei zugängliche Bildungsplattform ohne einzukaufen mit Hilfe einer Spende oder als Patreon zu unterstützen geht natürlich auch. Vielen Dank an alle, die mir bereits einen Obolus haben zukommen lassen! Wenn ihr weitere MOSFETs, die sich gut zur Verstärkung von 5V oder 3.3V GPIOs eignen oder günstige Leistungsdioden kennt, hinterlasst bitte einen Kommentar auf dieser Seite.
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